运算放大器是差分输入、单端输出的极高增益放大器开yun体育网，常用于高精度模拟电路，因此必须精准测量其性能。但在开环测量中，其开环增益可能高达107或更高，而拾取、杂散电流或塞贝克（热电偶）效应可能会在放大器输入端产生特别小的电压，这么差错将难以幸免。

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通过使用伺服环路，不错大大简化测量流程，强制放大器输入调零，使得待测放大器简略测量自己的差错。图1流露了一个哄骗该旨趣的多功能电路，它利用一个补助运放四肢积分器，来建设一个具有极高直流开环增益的踏实环路。开关为实施底下所述的多样测试提供了便利。

图1. 基本运算放大器

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测量电路

图1所示电路简略将大部分测量差错降至最低，复旧精准测量大都直流和少许交流参数。附加的“补助”运算放大器无需具有比待测运算放大器更好的性能，其直流开环增益最佳能达到106或更高。如若待测器件(DUT)的失调电压可能跨越几mV，则补助运放应遴荐±15 V电源供电（如若DUT的输入失调电压可能跨越10 mV，则需要减小99.9 kΩ电阻R3的阻值。）

DUT的电源电压+V和–V幅度相称、极性违抗。总电源电压理所虽然开yun体育网是2 × V。该电路使用对称电源，即使“单电源”运放亦然如斯，因为系统的地以电源的中间电压为参考。

四肢积分器的补助放大器在直流时建树为开环（最高增益），但其输入电阻和反映电容将其带宽适度为几Hz。这意味着，DUT输出端的直流电压被补助放大器以最高增益放大，并通过一个1000:1衰减器施加于DUT的同相输入端。负反映将DUT输出运行至地电位。（事实上，本色电压是补助放大器的失调电压，更精准地说是该失调电压加上补助放大器的偏置电流在100 kΩ电阻上引起的压降，但它特别接近地电位，因此无关蹙迫，独特是讨论到测量时间此点的电压变化不大可能跨越几mV）

测试点TP1上的电压是施加于DUT输入端的改良电压（与差错在幅度上相称）的1000倍，约为数十mV或更大，因此不错相称轻松地进行测量。

理念念运算放大器的失调电压(Vos)为0，即当两个输入端连在一都并保捏中间电源电压时，输出电压相同为中间电源电压。践诺中的运算放大器则具有几微伏到几毫伏不等的失调电压，因此必须将此鸿沟内的电压施加于输入端，使输出处于中间电位。

图2给出了最基本测试——失调电压测量的建树。当TP1上的电压为DUT失调电压的1000倍时，DUT输出电压处于地电位。

图2. 失调电压测量

理念念运算放大用具有无穷大的输入阻抗，无电流流入其输入端。但在践诺中，会有少许“偏置”电流流入反相和同相输入端（区分为Ib–和Ib+），它们会在高阻抗电路中引起权臣的失调电压。把柄运算放大器类型的不同，这种偏置电流可能为几fA（1 fA= 10–15 A，每隔几微秒流过一个电子）至几nA；在某些超快速运算放大器中，以致达到1 - 2 μA。图3流露若何测量这些电流。

图3. 失协调偏置电流测量

该电路与图2的失调电压电路基本疏导，仅仅DUT输入端增多了两个串联电阻R6和R7。这些电阻不错通过开关S1和S2短路。当两个开关均闭合时，该电路与图2实足疏导。当S1断开时，反相输入端的偏置电流流入Rs，电压差增多到失调电压上。

通过测量TP1的电压变化(=1000 Ib–×Rs)，不错缱绻出Ib–。相同，当S1闭合且S2断开时，不错测量Ib+。如若先在S1和S2均闭合时测量TP1的电压，然后在S1和S2均断开时再次测量TP1的电压，则通过该电压的变化不错测算出“输入失调电流”Ios，即Ib+与Ib–之差。R6和R7的阻值取决于要测量的电流大小。

如若Ib的值在5 pA摆布，则会用到大电阻，使用该电路将特别贫瘠，可能需要使用其它本领，牵缠到Ib给低泄走电容（用于代替Rs）充电的速度。当S1和S2闭合时，Ios仍会流入100 Ω电阻，导致Vos差错，但在缱绻时常时不错忽略它，除非Ios饱和大，产生的差错大于实测Vos的1%。

运算放大器的开环直流增益可能特别高，107以上的增益也并非冷漠，但250,000到2,000,000的增益更为常见。直流增益的测量规律是通过S6切换DUT输出端与1 V基准电压之间的R5，迫使DUT的输出改动一定的量（图4中为1 V，但如若器件遴荐饱和大的电源供电，不错规章为10 V）。如若R5处于+1 V，若要使补助放大器的输入保捏在0隔壁不变，DUT输出必须变为–1 V。

图4. 直流增益测量

TP1的电压变化衰减1000:1后输入DUT，导致输出改动1 V，由此很容易缱绻增益(= 1000 × 1 V/TP1)。

为了测量开环交流增益，需要在DUT输入端注入一个所需频率的小交流信号，并测量相应的输出信号（图5中的TP2）。完成后，补助放大器不竭使DUT输出端的平均直流电平保捏踏实。

图5. 交流增益测量

图5中，交流信号通过10,000:1的衰减器施加于DUT输入端。关于开环增益可能接近直流值的低频测量，必须使用如斯大的衰减值。（举例，在增益为1,000,000的频率时，1 V rms信号会将100 μV施加于放大器输入端，放大器则试图提供100 V rms输出，导致放大器饱和。）因此，交流测量的频率一般是几百Hz到开环增益降至1时的频率；在需要低频增益数据时，应特别留心性利用较低的输入幅度进行测量。所示的毛糙衰减器只可在100 kHz以下的频率使命，即使留心措置了杂散电容也不可跨越该频率。如若触及到更高的频率，则需要使用更复杂的电路。

运算放大器的共模扼制比(CMRR)指共模电压变化导致的失调电压视在变化与所施加的共模电压变化之比。在DC时，它一般在80 dB至120 dB之间，但在高频时会缩小。

测试电路特别相宜测量CMRR（图6）。它不是将共模电压施加于DUT输入端，以免低电平效应结巴测量，而是改动电源电压（联系于输入的团结标的，即共模标的），电路其余部分则保捏不变。

图6. 直流CMRR测量

在图6所示电路中，在TP1测量失调电压，电源电压为±V（本例中为+2.5 V和–2.5 V），况且两个电源电压再次上移+1 V（至+3.5 V和–1.5 V）。失调电压的变化对应于1 V的共模电压变化，因此直流CMRR为失调电压与1 V之比。

CMRR估计失调电压联系于共模电压的变化，总电源电压则保捏不变。电源扼制比(PSRR)则违抗，它是指失调电压的变化与总电源电压的变化之比，共模电压保捏中间电源电压不变（图7）。

图7. 直流PSRR测量

所用的电路实足疏导，不同之处在于总电源电压发生改动，而共模电平保捏不变。本例中，电源电压从+2.5 V和–2.5 V切换到+3 V和–3 V，总电源电压从5 V变到6 V。共模电压仍然保捏中间电源电压。缱绻规律也疏导(1000 × TP1/1 V)。

为了测量交流CMRR和PSRR，需要用电压来调制电源电压，如图8和图9所示。DUT不竭在直流开环下使命，但真正的增益由交流负反映决定（图中为100倍）。

图8. 交流CMRR测量图9. 交流PSRR测量

为了测量交流CMRR，利用幅度为1 V峰值的交流电压调制DUT的正负电源。两个电源的调制同相，因此本色的电源电压为踏实的直流电压，但共模电压是2V峰峰值的正弦波，导致DUT输出包括一个在TP2测量的交流电压。

如若TP2的交流电压具有xV峰值的幅度（2xV峰峰值），则折合到DUT输入端（即放大100倍交流增益之前）的CMRR为x/100 V，况且CMRR为该值与1 V峰值的比值。

交流PSRR的测量规律是将交流电压施加于相位出入180°的正负电源，从而调制电源电压的幅度（本例中相同是1 V峰值、2 V峰峰值），而共模电压仍然保捏踏实的直流电压。缱绻规律与上一参数的缱绻规律特别相似。

虽然，运算放大器还有好多其它参数可能需要测量，而且还有多种其它规律不错测量上述参数，但正如本文所示，最基本的直流和交流参数不错利用易于构建、易于衔接、毫无问题的毛糙基本电路进行可靠测量

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